电力线数传通信设备的设计

引 言
      随着社会的进步和技术的发展，多媒体业务不断增长，人们对网络带宽的要求也随之增长。通信网正向着IP化、宽带化方向发展。通信网由传输网、交换网和接入网三部分组成。目前，我国传输网已经基本实现数字化和光纤化；交换网也实现了程控化和数字化；而接入网仍然是通过双绞线与局端相连，只能达到56 kb／s的传输速率，不能满足人们对多媒体信息的迫切需求。对接入网进行大规模改造，以升级到FTTC(光纤到路边)甚至FTTH(光纤到户)，需要高昂的成本，短期内难以实现。XDSL技术实现了电话线上数据的高速传输，但是大多数家庭电话线路不多，限制了可连接上网的电脑数，而且在各房间铺设传输电缆极为不便。最为经济有效而且方便的基础设备就是电源线，把电源线作为传输介质，在家庭内部不必进行新的线路施工，成本低。电力线作为通信信道，几乎不需要维护或维护量极小，而且可以灵活地实现即插即用。此外，由于不必交电话费，月租费便宜。
      电力线高速数据传输使电力线做为通信媒介已成为可能。铺设有电力线的地方，通过电力线路传输各种互联网的数据，就可以实现数据通信，连成局域网或接入互联网。通过电源线路传输各种互联网数据，可以大大推进互联网的普及。此项技术还可以使家用电脑及电器结合为可以互相沟通的网络，形成新型的智能化家电网，用户在任何地方通过Internet实现家用电器的监控和管理；可以直接实现电力抄表及电网自动化中遥信、遥测、遥控、遥调的各项功能，而不必另外铺设通信信道。因此，研究电力
线通信是十分必要的。

1 OFDM基本原理
      正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一种正交多载波调制MCM方式。在传统的数字通信系统中，符号序列调制在一个载波上进行串行传输，每个符号的频率可以占有信道的全部可用带宽。OFDM是一种并行数据传输系统，采用频率上等间隔的N个子载波构成。它们分别调制一路独立的数据信息，调制之后N个子载波的信号相加同时发送。因此，每个符号的频谱只占用信道全部带宽的一部分。在OFDM系统中，通过选择载波间隔，使这些子载波在整个符号周期上保持频谱的正交特性，各子载波上的信号在频谱上互相重叠，而接收端利用载波之间的正交特性，可以无失真地恢复发送信息，从而提高系统的频谱利用率。图1给出了正交频分复用OFDM的基本原理。考虑一个周期内传送的符号序列(do，d1，…，dn-1)每个符号di是经过基带调制后复信号di=ai+jbi，串行符号序列的间隔为△t=l／fs，其中fs是系统的符号传输速率。串并转换之后，它们分别调制N个子载波(fo，f1，…，fn-1)，这N个子载波频分复用整个信道带宽，相邻子载波之间的频率间隔为1／T，符号周期T从△t增加到N△t。合成的传输信号D(t)可以用其低通复包络D(t)表示。

   
      其中ωi=-2π·△f·i，△f=1／T=1／N△t。在符号周期[O，T]内，传输的信号为D(t)=Re{D(t)exp(j2πfot)}，0≤t≤T。
若以符号传输速率fs为采样速率对D(t)进行采样，在一个周期之内，共有N个采样值。令t=m△t，采样序列D(m)可以用符号序列(do，d1，…，dn-1)的离散付氏逆变换表示。即

   
      因此，OFDM系统的调制和解调过程等效于离散付氏逆变换和离散付氏变换处理。其核心技术是离散付氏变换，若采用数字信号处理(DSP)技术和FFT快速算法，无需束状滤波器组，实现比较简单。

2 电力线数传设备硬件构成
      电力线数据传输设备的硬件框图如图2所示。

2. 1 数字信号处理单元TMS320VC5402
      用数字信号处理的手段实现MODEM需要极高的运算能力和极高的运算速度，在高速DSP出现之前，数字信号处理只能采用普通的微处理器。由于速度的限制，所实现的MODEM最高速度一般在2400b／s。自20世纪70年代末，Intel公司推出第一代DSP芯片Intel 2920以来，近20年来涌现出一大批高速DSP芯片，从而使话带高速DSP MCODEM的实现成为可能。
      TMS320系列性价比高，国内现有开发手段齐全，自TI公司20世纪80年代初第一代产品TMS32010问世以来，正以每2年更新一代的速度，相继推出TMS32020、TMS320C25、TMS320C30、TMS320C40以及第五代产品TMS320C54X。
      根据OFDM调制解调器实现所需要的信号处理能力，本文选择以TMS320VC5402作为数据泵完成FFT等各种算法，充分利用其软件、硬件资源，实现具有高性价比的OFDM高速电力线数传设备。
      TMS320C54X是TI公司针对通信应用推出的中高档16位定点DSP系列器件。该系列器件功能强大、灵活，较之前几代DSP，具有以下突出优点：
      ◇速度更快(40～100 MIPS)；
      ◇指令集更为丰富；
      ◇更多的寻址方式选择；
      ◇2个40位的累加器；
      ◇硬件堆栈指针；
      ◇支持块重复和环型缓冲区管理。
2. 2高频信号处理单元
      主要实现对高频信号的放大、高频开关和线路滤波等功能，并最终经小型加工结合设备送往配电线路。信号的放大包括发送方向的可控增益放大(前向功率控制)，接收方向AGC的低噪声放大部分。其中高频开关完成收发高频信号的转换，实现双工通信。同时使收发共用一个线路滤波器，这样可以节省系统成本。
2．3 RS一232接口单元
      用户数据接口采用RS一232标准串行口。串口的数据中断采用边沿触发中断，串口中断程序完成用户数据的发送与接收。将接收到的用户数据暂存到CPU的发送缓冲区中，等到满一个突发包时就发送到DSP进行处理。

3 参数设计
3．1保护时间的选择
      根据OFDM信号设计准则，首先选择适当的保护时间，△=20μs，这能够充分满足在电力系统环境下，OFDM信号消除多径时延扩展的目的。
3．2符号周期的选择
      T>200 μs，相应子信道间隔，f<5kHz，这样在25kHz带宽内至少要划分出5个子信道。另外子信道数不能太多，增加子信道数虽然可以提高频谱传输效率，但是DSP器件的复杂度也将增加，成本上升，同时还将受到信道时间选择性衰落的严重影响。因此，考虑在25kHz的带宽内采用7个子信道。
3. 3子信道数的计算

      子信道间隔：

      各子信道的符号周期：T=250μs

      考虑保护时间：△=20μs，则有Ts=T+△=270μs
      各子信道实际的符号率：
      总的比特率：3.71kbps×25子信道×2b／SYMBOL=185.5kb／s
      系统的频谱效率：β=185.5kbps／100KHZ=1.855bps／Hz<2bps／Hz
      可以看出，这时系统已经具有较高的频谱效率。25路话音信号总的速率与经串并变换和4PSK映射后的各子信道上有用信息的符号率相比，每个子信道还可以插入冗余信息用于同步、载波参数、帧保护和用户信息等。需要指出的是：
      ①由于OFDM信号时频正交性的限制条件，在此设计中尽管采用了25个子载波并行传输也只能传25路语音。如果要传8路语音，经串并转换和16QAM映射后，各个子信道上有用信息的符号率为1.855bps／Hz，最多还可以插入的冗余信息为O.145bps／Hz，在实际传输中这是很难保证的传输质量的，因此该设计相对于M-16QAM采用4个子载波传输6路话音并不矛盾。
      ②在此设计中，为冗余信息预留了较多的位，其冗余信息与有用信息的比值为0.59，大于iDEN系统的0.44。这是考虑到OFDM信号对于载波相位偏差和定时偏差都较为敏感，这样就可以插入较多的参考信号以快速实现载波相位的锁定、跟踪及位同步；另一方面对引导符号间隔的选择也较为灵活，在设计中选择引导符号间隔L=10。  
      ③OFDM信号调制解调的核心是DFT／IDFT算法。目前，普遍采用DSP芯片完成DFT／IDFT，因此有必要对设计所需的DSP性能进行估计。根据设计要求，至少要能在250μs内完成32个复数点的FFT运算。我们知道，N个复数点的FFT共需要2Nlog2 N次实数乘法和3Nl0g2 N次实数加法。假设实数乘法和实数加法都是单周期指令，以32个复数点为例，这样共需要800个指令周期，即20μs，因此采用TMS320VC5402能够满足设计要求(TMS320VC5402的单指令周期为10ns)。
       综上所述，OFDM数传设备参数如表l所列。

4 软件构成
       上面确定了OFDM数传设备的主要参数及算法，下面说明用TMS320VC5402实现的软件设计及流程，如图3所示。

4. 1 调制部分的软件设计
      此程序作为子程序被调用之前，要发送的数据已经被装入数据存储器，并将数据区的首地址及长度作为入口参数传递给子程序。程序执行时，首先清发送存储器，然后配置AD9708的采样速率，之后允许串行口发送中断产生，使中断服务程序自动依次读取发送存储器中的内容，送入AD9708变换成模拟信号。之后程序从数据存储器读取一帧数据，经编码，并行放入IFFT工作区的相应位置，插入导频符号并将不用的点补零。随后进行IFFT，IFFT算法采用常用的时域抽点算法DIT，蝶形运算所需的WN可查N=512字的定点三角函数表得到。由于TMS320VC5402的数值计算为16位字长定点运算方式，所以IFFT采用成组定点法，既提高了运算精度又保证了运算速度。然后对IFFT变换后的结果扩展加窗，并将本帧信号的前扩展部分同上帧信号的后扩展部分相加，加窗所需窗函数可查表得到。窗函数存放在窗函数表中，是事先利用C语言浮点运算并将结果转换为定点数存放在表中的。
      经实测，从读取串行数据到加窗工作完成最多占用75个抽样周期(75×125μs)的时间，而发送一帧信号需512+32=544个抽样周期(544×125μs)。这说明C5402的运算速度足够满足需要。
      当上一帧信号发送完毕，程序立即将以处理好的本帧信号送入发送存储器继续发送，并通过入口参数判断数据是否发送完毕。
4. 2 解调部分的软件设计
      用TMS320VC5402实现的流程分同步捕捉及解调两个阶段。同步捕捉阶段执行时，首先清接收存储器，配置AD9057的采样速率，然后开串行口接收中断，使接收中断服务程序接收来自AD9057的采样数据并依次自动存入接收存储器。
      每得到一个新的样点，程序先用DFT的递推算法解调出25路导频符号，并对导频均衡。之后分别同参考导频符号矢量600h+j600h进行点积，这里用导频符号矢量的实部与虚部的和代替点积，即可反映相关函数的规律，以简化运算。求得25路导频与参考导频的相关值后暂时保存，并分别与前一个样点所保存的各导频相关值比较(相减)，用一个字节保存比较结果的正负号(每路导频占1bit)。在处理前一个样点的过程中，也用一个字节保存它同其前一样点的导频相关值比较的正负号。对这两个字节进行简单的逻辑运算，即可判断出各导频是否在前一个样点处出现峰值。倘若25路导频中有20个以上的导频同时出现峰值，则认为该样点以前的N=512个样点即为捕捉到的一帧信号，程序进入解调阶段；否则等待接收新的采样点继续进行同步捕捉。
      解调阶段首先对捕捉到的帧信号进行实信号的FFT变换，仍然采用成组定点法，之后进行均衡。然后利用导频算出本地抽样时钟的延迟τ，在计算中应尽量避免出现除法，可将常数分母取倒数后提前算出，作为乘法的系数。为了保证其后二维AGC的精度，计算中τ精确到O.1μs。接下来根据τ调整抽样时钟，程序将调整量通知串行口发送中断服务程序后，继续执行二维AGC，而由中断服务程序在每次中断响应时间发布命令，每次可以调整下一采样时刻提前(或落后)1μs。
      二维AGC分两步进行。首先根据τ对均衡后的调制矢量进行相位校正，这里需要利用FFT变换所使用的512字的三角函数表，用一个指针指向三角函数表的表头，根据τ及三角函数表角度间隔算出多少路子信道才需要将指针下移一格，通过这种查表的方法可以简洁地确定各子信道的校正量。经相位校正后，即可利用导频进行幅度校正。
      接下来经判决，并／串变换及解码即可解调出本帧数据。然后对均衡器的权值采用LMS算法进行调节。程序通过对这部分信号进行简单的幅值门限分析，很容易判断出是否收到了信号。若有则继续接收；否则结束返回。

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